OTL pojačalo - možda...

[ilimzn]

Eto jednog grafa koji je relevantan za projekt ovakvog OTL-a.
Radi se o grafu izlaznih karakteristika za cijev PL500, koji je vrlo slican onom PL504 pa su neke relevantne granice ucrtane u njega. Teoretski je u ovom OTL-u moguce rabiti i PL500, ali se barem u teoriji izbor struje mirovanja znacajno suzava...

Izracun je radjen za jednu cijev, iako ih ima po 3 u svakoj polovici circlotrona. Da bi vrijednosti na grafu ostale tocne, podesen je otpor opterecenja. iako na grafu pise Rzv=24 ohma, ta vrijednost nije sasvim tocna, jer je izracun vrlo aproksimativan da se pokazu neki vazniji momenti u odabiru radnih tocaka.

Jedan je parametar unaprijed zada, a to je napon na G2, koji za graf na slici iznosi 190V. Ovdje treba odmah dodati da kod ovih cijevi postoje poprilicne tolerancije, pa za isti graf taj napon moze biti prilicno razlicit, nije zgorega omoguciti toleranciju barem +-25V. Podesavanje napona G2 ce se koristiti za podesavanje radne tocke svake cijevi posebno, sto ce biti kasnije objasnjeno.
Razlog odabira bas ovog napona G2 lezi u potrebnoj struji kroz cijev. S obzirom na zeljenu snagu od 15W na 8 ohma, lako je izracunati da je maksimum struje kroz opterecenje oko 1.94A, sto znaci da svaka od 3 cijevi u paraleli mora dati trecinu te struje, dakle okvirno 650mA. kao neka mala doza rezerve je uzeta struja od 700mA po cijevi, i to je oznaceno ljubicastom crtom paralelnom vrhu grafa. Ideja je da se ta struja moze postici bez prelaska u rezim pozitivnog napona prve resetke, dakle da lezi ispod najvise krivulje, oznacene sa Vg1=0V.

Odabiromnapona G2 se odmah namece prvi 'tvrdi' limit u radu cijevi, a to je maksimalna disipacija G2. Na grafu je nacrtano svjetloplavo podrucje lijevo od anodnog napona cca 65V, pri kojem je disipacija G2 veca od 10W po cijevi.
Na prvi pogled ova je brojka puno prevelika - radi se naime o vrijednosti aproksimativno dvostruko vecoj od propisanog maksimuma. Ono sto u toj racunici jos fali je da se takva situacija dogadja samo u jednoj poluperiodi izlaznog napona, pa je tima stvarna disipacija G2 polovica od naznacene granice, dakle tocno maksimum za cijev. U stvarnosti se ta disipacija postize tek za Ug1=0V, dakle u samom piku izlazne struje. kako izlazna struja nije konstanta tokom poluperiode, vec je osim u samom piku manje vrijednosti, i stvarna disipacija G2 ce biti manja, no ova je aproksimacija prilicno dobra, a cak u nekim slucajevima i podosta optimisticna (ako se radi i izrazito rekativnim opterecenjima). Limit oznacen ovdje na slici se zapravo odnosi na maksimalnu struju G2s obzirom da je napon na G2 konstanta (190V), i iznosi oko 55mA po cijevi. Ova se cifra uz neku vremensku konstantu koja simulira termicku inerciju resetke G2, moze iskoristiti za izradu zastitnog sklopa, koji u slucaju pojave previsoke struje resetke iskljucuje izlazni stupanj - o tome nesto kasnije.

Osim podrucja maksimalne disipacije G2, oznacene su 4 linije za anodnu disipaciju, 12W, 16W i 22W, kao i zadnja, 44W.
Razlog stavljanju svih ovih krivulja je usporedba PL500 i PL504 kao i nacin na koji se specificiraju akrakteristike takvih cijevi. Primjerice, za PL500 je data maksimalna disipacja 12W, a tzv.design-maximum 17W. Slicno, za PL504 je data maksimalna disipacija 16W a design-maximum je 22W. Razlog takve specifikacije je nacin rada za koji su originalnonamjenjene, kao sklopke za horizontalni otklon. Ovisno o fazi u ciklucu jedne TV linije, postoji relativno komoleksan set konbinacije disipacije G2 i anode, prema kojem se daju sigurne vrijednosti koje garantiraju ispravan rad i kada ti sklopovi rade u praznom hodu bez signala. Te su karakteristike vrlo konzervativne. S druge strane, design-maximum je nesto slicniji onome sto bi nasli u audio primjeni, no cak i on je prilicno konzervativan. U praksi se moze gotovo sigurno racunati s design-maximum vrijednostima, pod uvjetom da osiguramo balansiranje paralelnih cijevi - a taj je zahtijev svakako potrebno osigurati ako se zeli minimizirati broj cijevi u OTL-u.
Krivulja disipacije 44W je dvostruki design-maximum za PL504, i predstavlja drugu 'tvrdu' granicu u radu cijevi. Buduci da opet promatramo polovicu izlaznog stupnja, on do te disipacije stize uvijek samo u jednoj poluperiodi od dvije, dakle stvarna ce disipacija biti polovica od tog limita. Ovdje je, medjutim, situacija s tim jednostavnim proracunom znacajno kompleksnija nego kod racuna disipacije G2, jer anodni napon nije fiksan, vec varira prema trenutnom izlaznom naponu, a u realnim uvjetima moze biti poprilicno izvan faze s izlaznom strujom. Radi toga je ta granica od 44W vrlo aproksimativna. Kada bi se racunalo s idejom da pojacalo mora dati 15W RMS sa konstantnom sinusnom pobudom na idealnom otporu, mogla bi se postici i veca izlazna struja bez prelaska tog maksimuma, s obzirom da se maksimum postize samo u vrhu sinusoide. Kod muzickih signala je situacija u praksi i bolja jer se maksimum pojavljuje samo kod pikova, koji su zapravo vrlo rijetki, dok je srednja struja mnogo puta manja. S druge strane, realna opterecenja mogu zahtijevati velike struje pri malim naponima na opterecenju, a stoga velikim na cijevi, kada trenutno disipacija moze biti i puno veca od tog 44W maksimuma,
Stvarno stanje je ipak uglavnom optimisiticnije od ove aproksimacije, pa se ona moze uzeti kao neka vrsta najgoreg scenarija.

Krivulje disipacije 12, 16 i 22W odredjuju staticku disipaciju, tj. situaciju dok nema ulaznog signala. Staticka radna tocka koju odaberemo uvijek mora biti ispod tih krivulja, a tocno koje, ovisi o konkretnoj izlaznoj cijevi, i sposobnosti iste da izdrzi svoj 'design-maximum'.

kada se sve to uzme u obzir, vidi se da radna tocka mora biti negdje po liniji opterecenja (plave kose linije), pri cemu staticka radna tocka, tj. kombinacija napona napajanja i struje kroz cijev, mora lezati ispod odgovarajuce linije maksimalne disipacije, zelene, zute ili crvene, ovisno o cijevi i odabiro koliko topline u praznom hodu vs. koliko snage u cistoj A klasi zelimo dobiti. Veca struja irovanja generira vise topline, ali cijevi do vece snage rade u cistoj klasi A. Ralzog zasto kazem 'cistoj' je sto u ovoj konstrukciji radi specificnosti cijevi izlazni stupanj nikada ne radi samo s jednom polovicom - niti jedna cijev ne odlazi u potpuno iskljucenje struje, tzv. cut-off, o cemu opet nesto kasnije.
Sada postaje jasnije zasto je dato nekoliko paralelnih linija opterecenja - sto se konkretno moze dobiti odredjeno je limitima disipacije, potrebom za maksimalnom strujom, i naponom napajanja.

...nastavak slijedi!

[harkonen]

Koliko li su te lampe inače unutar svojih zadanih karakteristika i da li su propisane maksimalne vrijednosti za njih blizu stvarnih mogućih maksimalnih vrijednosti? Čini mi se vrlo bitan podatak jer kako ispada kad se ovo pogleda, svaka cijev za sebe će biti "prišarafljena zašarafljena " u svom blizugraničnom režimu da se ostvari tražena snaga (struja).
Kako će se ovo odraziti na ostatak ergele ukoliko jedna cijev "ispadne", ili kada dođemo do peak signala na ulazu?

[ilimzn]

Koliko li su te lampe inače unutar svojih zadanih karakteristika i da li su propisane maksimalne vrijednosti za njih blizu stvarnih mogućih maksimalnih vrijednosti? Čini mi se vrlo bitan podatak jer kako ispada kad se ovo pogleda, svaka cijev za sebe će biti "prišarafljena zašarafljena " u svom blizugraničnom režimu da se ostvari tražena snaga (struja).
Kako će se ovo odraziti na ostatak ergele ukoliko jedna cijev "ispadne", ili kada dođemo do peak signala na ulazu?

Zapravo su specifikacije znacajno ispod stvarnih mogucnosti. Kako se ta tehnologija razvijala, tako su cijevi zapravo bile specificirane sve blize svojim mogucnostima, pa je npr. PL509/519 znacajno manje robusna blizu granicnih vrijednosti, nego PL504, a da ne pricam o pra-baki svih takvih cijevi, PL36. Osnovni razlog konzervativnim specifikacijama je G2 - kod sklopnog rada cijev provodi podosta vremena s vrlo niskim naponom anode i puno visim naponom G2, pri cemu tece pozamasna struja G2. Uz to, prekid u anodnom krugu je cest problem kada sva struja najednom potece kroz G2 (jednako kao da je Ua=0), a sklopovi okolo to trebaju prezivjeti dovoljno dugo da se aktivira kakva zastita u vidu osiguraca ili pregorjelog otpora ili sl, sto moze trajati desetke sekundi. PL36 se redovito moze tjerati na 20-25W disipacije unatoc specifikaciji do 12W, pod uvjetom da se pazi na G2 (obicno ovo ide jako dobro s niskim naponima G2 ili u triodnom modu). PL504 u klasi B u audio svrhe moze dati 60-ak W i tako raditi godinama bez ikakvih problema - pod uvjetom da opterecenje nije jako reaktivno, pri cemu su trenutne disipacije u cijevi barem 2x design-max, dakle oko 50W, a konstantna disipacija oko 25-30W vecini nije problem - samo usporedi velicine anode s recimo, EL34.

S druge strane, ne postoji OTL koji nije 'navijen', ali to treba uzeti s dozom rezerve. Stvarne disipacije i struje bi trebalo izracunati integriranjem pada napona na lampi puta struja trosila. Jedan od poznatijih OTL-a, atmasphere M60, daje 60W na 8 ohma, za sto je potrebna struja od cca 4A, u piku radi samo po jedna banka od 4x 6AS7, dakle 8 trioda u paraleli. Specifikacija maksimalne struje za svaku je, ako se ne varam 125mA, sto znaci da bi u klasicnom racunu maksimum struje bio 1A, a trebalo bi ravno 4 puta vise cijevi da bi sve bilo po PS-u. A opet, to pojacalo slovi kao izuzetno pouzdano. O konstrukcijama gdje dva para 6S33S tjeraju 50W u 8 ohma da ne pricam. U ovoj konstrukciji je sve 'legitimno' iako na prvi pogled jako navuceno - u praksi, dvije stvari idu u prilog pouzdanosti: cinjenica da efektivna vrijednost disipacije nije jednaka vrsnoj, a radi pozamasne toplinske inercije lampi, efektivna je ona koja je relevantna, a uz to, realni signal ima PUNO manju srednju vrijednost snage, nego sto su pikovi. No, racun je svejedno napravljen za 15W u 8 ohma konstantno, u otporno opterecenje. Stvarna robusnost ce vise ovisiti o tome koliko korisnik 'nafrlji' struju mirovanja, s obzirom da se tako sva raspoloziva disipacija moze 'potrositi' i bez signala.
Sto se tice ispada lampe, tu pentode imaju odredjenih prednosti - same su po sebi strujni izvor. Na slici bi to izgledalo kao da radni pravac postane strmiji, cime se vrh pravca koji se sijece s linijom Vg1=0V pomice malo na desno, u podrucje nesto vece struje anode, manje struje G2 i povecane disipacije. Smanjenje dispacije G2 prakticki omogucava barem toliko povecanje disipacije anode, sto je u ovom slucaju plus. Osim toga, dolazi do limitiranja struje a time i pojave izoblicenja. Ako ispadne cijev u jednoj banki (polovici circlotrona) nastat ce u pikovima asimetrija i DC offset koji ce aktivirati DC zastitu. Uz to je jako jednostavno implementirati detekciju maksimuma struje, ali jos bolje, temperature - porast disipacije poluvodici podnose u milisekundama, a cijevi u sekundama i cak desetcima sekunde, pa i dule - dovoljno da se porast temperature moze detektirati nekakvim jednostavnim NTC-om u blizini podnozja ili cak na kucistu usred izlaznih cijevi.
Veci je problem rad bez opterecenja - to bi bilo ekvivalent vodoravnog radnog pravca, gdje i najmanja promjena struje izlaza rezultira zakucavanjem anode prema nuli i porastom struje G2. Detekcija prelaska struje G2 isnad dozvoljenog limita je prilicno trivijalna stvar i sastoji se od dva otpora i jednog optocouplera. Sofisticiranija verzija cak moze pratiti svaku cijev posebno za mozda par KN po cijevi. U svakom slucaju, implementacija bilo ceg od navedenog ce automatski beskonacno povecati broj zastita u odnosu na 90% svih svjetskih OTL-a, koji nemaju niti jednu jedinu, a osigurace tu smatram zastitom od pozara a ne zastitom pojacala.

[ilimzn]

...nastavak objasnjenja dijagrama od par postova iznad:

Dakle, nakon sto su postavljene granice, moze se ucrtati radni pravac s nagibom skaliranim prema opterecenju. Na dijagramu je zapravo nacrtan konstantan nagib, iako to u stvarnosti tako ne izgleda, iz dva razloga:
1) Analiza u nastavku ce pokazati da za relativno vise struje mirovanja niti jedna polovina circlotrona ne prelazi u potpuno zapiranje, dakle obje polovine uvijek vode nekakvu struju. Razlog tome je nelineranost samih pentodnih karakteristika, a u ovom slucaju to je zapravo cak ipozeljno, jer omogucava rad bez preskocnih izoblicenja s manjom strujom mirovanja, nego za A klasu tipicnih pola maksimalne struje. Za male struje mirovanja, izlazni stupanj prelazi u rad slicniji klasi B gdje od neke vece trenutne vrijednsoti izlaza, radi samo jedna od polovica circlotrona. Kada radi smao jedna polovica, cijev vidi cijelo opterecenje jer nema pomoci od suprotne polovice. Kada rade obje, npr, za vrlo male signale kada su struje u polovicana jednake, cijev vidi dva puta lakse opterecenje. U stvarnosti je dakle nagib radnog pravca oko staticke radne tocke dvostruko blazi i postaje sve strmiji kako se priblizavamo maksimalnoj izlaznoj struji. Mjesto sjecista s krivuljom Vg1=0V dakle ovisi ne samo o naponu napajanja, vec i o odabranoj statickoj radnoj tocki, tj. struji morivanja.
2) Kod circlotrona za svaku polovicu opterecenje je istovremeno i u anodnom i u ktodnom krugu, cime se automatski ponasa kao da je dvostruko lakse, tj. otpor izgleda duplo povecan. Kada circlotron radi u klasi A, cijevi vide opterecenje 4 puta veceg otpora. Ujedno je ovo jedna od vecih prednosti circlotrona, jer istovremeno znaci i 1/4 izlaznog otpora u odnosu na jednu cijev, i 1/2 u odnosu na klasicno push-pull slijedilo. Ne treba puno objasnjavati da je ovo za OTL vrlo pozeljna karakteristika. No, cijevi ovdje ne rade u klasi A u cijelom opsegu. Zato se opterecenje na svaku cijev ovisno o trenutnoj vrijednosti signala, krece izmedju 48 i 96 ohma. Na slici je ucrtan nagib blize 40 ohma, kao neka vrsta worst-case scenarija.

Kod odabira napona napajanja, pocinjemo s aproksimacijom da cijevi rade u klasi B i nema struje mirovanja, dakle, nakib je tih nekakvih 40-ak ohma (soto reflektira realnije impedancije 8-ohma zvucnika koji se pristojno ponasaju). Polozaj pravca se odabire tako da vrh dosize maksimalnu struju potrebnu za zeljenu izlaznu snagu, bez prelaska limita disipacije, drugim rijecima, prolazi od spice svjetlo-plavo omedjenog podrucja, prema liniji Ia=0. Konstrukcija za zeljenu struju mirovanja se aproksimira, tako da je od odabranog napona i struje irovanja na gore, nagib 40 ohma a na dolje 80 ohma. Pravac je tada u stvarnosti krivulja koja relativno glatko prelazi iz nagiba 80 ohma o samoj statickoj radnoj tocki, u dvostruko veci nagib gdje se sjece s linijom 700mA. Buduci da se krivulja uvija prema lijevo, zapravo je pomalo paradoksalno nesto lakse smjestiti je ispod limita maksimuma disipacije, ali istovremeno treba voditi racuna da se time margina sigurnosti smanjuje (jer aproksimacija postaje puno bliza stvarnom stanju, a ne vise najgorem slucaju).

Na slici iznad vidljivo je da se radi o relativno niskimnaponima napajanja, reda 80-100V. Visi naponi napajanja u pikovima sve vise zadiru preko krivulje 44W disipacije, a situacija se pogorsava ako je stvarno opterecenje reaktivnije ili nize vrijednosti. Medjutim, istovremeno se treba kloniti podrucja maksimuma disipacije G2, dakle na lijevo prema Y osi. Kod reaktivnih opterecenja pravac postaje elipsa cija je duza os na mjestu pravca. Jedna strana elipse, koja odgovara cetvrtini periode, zadire vise desno preko krivulje 44W disipacije anode, ali kako krace traje (1/4 umjesto 1/2 periode), to nije neki veci problem. Druga strana elipse zadire u povecanje disipacije G2 i limit maksimuma struje (krivulja Vg1=0V pokazuje da se struja smanjuje vrlo naglo ispod odredjenog anodnog napona), i to je veliki problem jer je disipacija G2 puno manja a G2 manje robusna i lakse se pregrije. Paradoksalno, da bi se ovo izbjeglo, napon napajanja se malo poveca, kako bi se radni pravac pomakao malo u desno, cime se cini kompromis da rekativna opterecenja radije pregrijavaju anodu nego G2 - cijev ce to u pravilu sasvim lijepo prezivjeti bez poslijedica, dok pregrijavanje G2 lako zavrsi instant vatrometom.

Jos jedna stvar na koju treba obratiti paznju je da se odabrani napon napajanja, dakle vrijednost napona na X osi na kojoj se nalazi staticka radna tocka, odnosi na minimum napona napajanja. Pri tome se misli i na toleranciju napona mreze i na valovitost nakon ispravljanja. Ovaj je zahtijev pomalo kontroverzan i radi njega se cesto u raznim polemikama oko konstrukcije OTL-a spominje stabilizacija napona napajanja.
Premda je uvijek generalna preporuka da svaki izvor napona napajanja mora cim bolje aproksimirati upravo to, idealni naponski izvor, s minimalnom impedancijom, zapravo je za OTL pozeljno izvor dugotrajno napraviti 'mekanim' - dakle, namjerno namotati trafo s nesto vecim otporom sekundara, ili cak napraviti CRC filtriranje. Razlog tome je upravo zastita izlaza. Cijevi ce bez problema podnjeti kratkotrajno pregrijavanje, a ono ce u pravilu za muzicki signal zaista i biti kratkotrajno jer je takav signal prepun pikova, cak i za prenabrijani materijal male dinamike. Kapaciteti u filteru moraju biti ti koji osiguravaju nisku impedanciju za audio signal, ali onaj R u CRC filteru dovodi do pada napona kod dugotrajnog i konstantnog signala maksimalne snage. Pri tome je bitno voditi racuna da se radi smanjenja napona napajanja radni pravac ne pomakne previse u podrucje povecanja struje G2 (na dijagramu to su crtkane linije, vidi se da struja naglo raste kada struja anode pocne padata jer se anodni napon previse smanji). Uz jednostavnu zastitu protiv prevelike struje G2, ovo moze uciniti pojacalo prakticki neunistivim. Nije zgorega spomenuti da u odnosu na klasicna napajanja za pojacala s transformatorom na izlazu, OTL ima ogromne vrijednosti kapaciteta, jer najveci dio energije zavrsi kao toplina. Ovakve mjere donekle stede na kapacitetima, a ta usteda uopce nije nebitna, s obzirom da se umjesto o stotinjak-dvjestotinjak uF kapaciteta, kod OTL-a lako radi o 5-10 puta vecim vrijednostima, a jos k tome sjetimo se da circlotron ima dva nezavisna napajanja.

[ilimzn]

U gornjim postovima sam spomenuo nelinearnost izlaznih cijevi, i da je to u ovom slucaju zapravo prednost. Evo jednog malo konkretnijeg objasnjenja te tvrdnje:

Gornji dijagram je baziran na tzv. transfer karakteristici pentode - crveno je oznacena krivulja Va=Vg2=190V. Ta krivulja se kontruira tako da se povuce vertikalna crta iz Va=190V na dijagramu izlaznih karakteristika za Vg2=190V, isti onaj diagram na kojem sam u prijasnjem postu stavio granicne vrijednosti. Krivulja onda pokazuje struju anode u odnosu na Vgg, uz konstantni Vg2 i Va.
U stvarnosti Va nije 190V, niti je konstantan. no, pogled na krivulje pokazuje da je za zadani Vg1 struja prilicno konstantna (sto se drugim rijecima kaze da je unutrasnji otpor pentode vrlo visok), tako da stvarna krivulja nije bitno razlicita, unatoc tome sto je napon napajanja oko 100V a napon anoda-katoda varira ovisno o izlanom naponu. Kada bi se konstruirala tocna krivulja, ne bi se gledalo Vg1 i Ia uzduz linije iz 190V, vec uzduz konkretnog radnog pravca. Npr, mogli bismo odabrati onaj koji ide od ca 100V pa prema 'spici' omedjenoj svjetloplavim podrucjima na proslom dijagramu, gdje je maksimum struje 700mA.
kada bi to napravili, dobili bi zapravo krivulju koja je vrlo slicna voj crveno oznacenoj na gornjem dijagramu, s tom razlikom da bi pocinjala na istom mjestu pri Ia-0mA, te bila malo manje strma i zavrsavala pri Ia=700mA. Medjutim, dijagram iznad je ipak prilicno reprezentativan, jer je prilicno dobra aproksimacija. On pokaxuje da struja kroz cijev nije linearno proporcionalna naponu na G1, vec se radi o segmentu hiperbole. Strmina raste s porastom struje, sto je uglavnom karakteristika svih pojacivackih elemenata.

Ako zelimo odabrati radnu tocku tako da izlazne cijevi nikad ne odu u zapiranje, tj. da im anodna struja nikada ne pada na nulu, cak ni kad je u suprotnoj banci cijevi maksimum struje, uzmemo zrcalnu krivulju i podesimo je na dijagram tako da je zeljeni maksimum struje na zrcalnoj krivulji, tocno iznad minimuma na originalnoj krivulji. Dobijemo dvije preklopljene krivulje oznacene na dijagramu crvenom bojom. Originalna, koja raste na desno, je struja u jednoj banci izlaznih cijevi, a obrnuta, struja u drugoj (dakle, jedno je za 'push', drugo je za 'pull' stranu). Sjeciste tih krivulja daje staticku radnu tocku koja zadovoljava taj uvjet, jer su tu radni parametri jednaki za obje banke, stuja kroz obje je jednaka, dakle u balansu, i izlazna je struja tada nula. Na dijagramu se vidi da je to pri cca -18V prednapona na G1, pri cemu je struja anode oko 200mA. u stvarnosti je radi polozenije krivulje (jer Va nije 190V) ta struja nesto manja, oko 190mA. Kako bi zadovoljili jedan od nuznih uvjeta, a to je da je staticka radna tocka cijevi ispod granice maksimuma staticke disipacije, uz zadooljenje ostalih uvjeta s prethodnog grafa, ispada da je ovo oguce samo s cijevi PL504, radi toga jer je potrebna disipacija barem 20W pri naponu napajanja od 100V. Uz ovako odabranu cijev i radne uvjete, izlazni stupanj nema preskocnih izoblicenja, jer niti jedna polovica nikada ne odlazi u zapiranje, sto je inace svojstvo rada u klasi A.

Pitanje koje se samo po sebi namece je, radi li dakle izlazni stupanj u klasi A? Klasicna definicija klase A podrazumijeva da se niti jedna od polovica izlaznog stupnja, istina, nikad ne iskljucuje, sto je zadovoljeno odabirom radne tocke, kao sto je gore objasnjeno. medjutim, u toj definiciji se podrazumijeva da je ukupni zbroj struja uvijek oonstanta - koliko ide vise kroz jednu polovicu, toliko ide manje kroz drugu, i obrnuto. Ovakav rad podrazumijeva posve linearne pojacivacke elemente. Na dijagramu su ucrtane idealne linearne karakteristike pojacivackih elemenata koje daju isti rezultat kad se tice izostanka preskocnih izoblicenja, i potrebnih struja, radi se o pravcima nacrtanim svjetloplavom bojom. Po istim kriterijima, radna tocka bi se za takve elemente opet nalazila na sjecistu karakteristika - koje se nalazi na istom prednaponu, ali na gotovo dvostruko vecoj struji! Drugim rijecima, kada bi cijevi bile savrseno linearne, isti rezultat bi zahtijevao gotovo dvostruko vecu disipaciju topline u uvjetima bez signala, a isto tako povecanu i sa signalom - uz zadane maksimalne disipacije, izostanak preskocnih izoblicenja bi se mogaoizvesti samo s dvostruko vecim brojem 'idealnih' linearnih cijevi! Nelinearnost u ovom slucaju donosi dvostruku ustedu u cijevima i toplini - ono sto ostaje je procjena koliko od te nelienarnosti zapravo ostaje i uzrokuje izoblicenja signala.

U vezi gornjeg dijagrama je jos bitno reci da se iz jega lako vidi prednapon na mrezicama izlaznih cijevi, dakle cca -18V, a potreban naponski hod izmedju katode i G1 je dvostruko veci za puni signal. medjutim, to NIJE potreban naponski hod iz pobudnog stupnja - s obzirom da je circlotrom spoj s karakteristikama diferencijalnog slijedila, katoda nije na fiksnom potencijalo, vec se izlaznim signalm. Za zadanu snagu i opterecenje peak amplituda iznosi oko 15.5V, a taj napon treba dodati na potreban hod K-G1, dakle to ce biti cca 36+15.5V = 51.5V. Ovdje se sad jasno vidi zastoizlazni stupanj zapravo nema naponsko pojacanje vec prigusenje - Za 31Vpp izlaza, potrebno je 51.5Vpp ulaznog napona, sto je gubitak od 4.4dB. U odnosu na teoriju, gdje su u circlotron izlazu idealno beskonacno strmi pojacivacki elementi, pa mu je pojacanje 6dB, ovo je gubitak od 10.4dB, koji sem ora nadoknaditi ulaznim stupnjem. Ako se k tome zeli imati rezerva za NPV, pojacanje ulaznog stupnja treba biti jos za tu rezervu vece - uz 1VRMS ulaza, vrlo brzo dolazimo do pojacanja reda 50-80.

[ilimzn]

Evo i jednog dijagrama s kojim se moze procjeniti linearnost prenosne karakteristike izlaznog stupnja u idealnom linearnom, i gore spomenutom i objasnjenom, tzv. hiperboljickom nacinu rada slicnom klasi A:

Dijagram je rastegnut po sirini kako bi se lakse uocile razlike unatoc limitiranoj velicini slike na forumu.
Gornja i donja crvena hiperbola predstavljaju vec opisane transfer krivulje polovica izlaznog stupnja. One su preklopljene zrcalno u odabranoj statickoj radnoj tocki - ovdje je to napravljeno za prednapon -19V jer je tako lakse graficki racunati kompozitnu karakteristiku, tako da je i struja mirovanja za koji mA manja u odnosu na ono s prethodnog grafa, no sve je dovoljno slicno da se moze razaznati u cemu je stvar. Kompozitna se karakteristika racuna tako da se za svaki napon na G1 vrijednost struja anode zbroji, s time da je za donju polovicu grafa struja negativna (dolazi iz suprotne polovice izlaznog stupnja). Reziltat je izlazna struja prema opterecenju, ona je ucrtana ruzicastom linijom. Za usporedbu, preko nje je ucrtanidealno ravni pravac, koji predstavlja idealnu transfer karakteristiku bez izoblicenja. Kao sto se moze vidjeti, obje prolaze kroz nulu u odabranoj statickoj radnoj tocki, kada su struje kroz obje polovice izlaznog stupnja vrijednoscu jednake, te se potpuno oduzmu i na izlazu je nula - sto i odgovara stanju bez signala. Ruzicasta je krivulja na prvi pogled vrlo slicna pravcu ali kada se usporedi, primjecuju se manja odstupanja - znacajno manja nego sto bi odnos stvarne karakteristike cijevi prema idealnom pravcu, dao naslutiti. Iz toga se moze zakljuciti da su izoblicenja unatoc poprilicnoj nelinearnosti cijevi zapravo mala. Simetricnost krivulje povlaci ponistavanje parnih harmonika, najvise drugog. Radi lokalne asimetrije po polovicama, ovakva krivulja rezultira pojavom male kolicine parnih harmonika pocevsi s cetvrtim. Buduci da je krivulja 'glatka' bez naglih promjena nagiba, ovakva su izoblicenja vrlo benigna, sto se ne moze reci za pojavu klasicnih preskocnih izoblicenja! ovo se u svakom slucaju cini kao vrlo mala cijena radas licnog klasi A, a uz polovicu disipirane topline i instaliranih cijevi.

[ilimzn]

Evo jos jednog dijagrama, na kojem se vidi to se dogadja kada se odabere manja struja mirovanja:

Dijagram je opet rastegnut da se bolje vide krivulje, na zalost na ustrb vidlivosti oznaka. Zato slijedi objasnjenje:
Ovdje je odabrana radna tocka pri kojoj jes truja anode oko 95mA, a za to je pri naponu G2 190V potreban prednapon G1 od -25V. Hod K-G1 je dakle 50Vpp, signal iz pobudnog stupnja mora biti veci za 15.5V, dakle 65.5V. Uz anodni napon od 100V, svaka bi cijev disipirala 9.5W, sto je debelo unutar konzervativnih granica cak i za PL500. Didipacija je manja od polovine one iz prethodno odabrane radne tocke koja osigurava rad slican klasi A.

nasuprot tom, ovdje je odabrana radna tocka u klasi AB. nelinearnost cijevi i dalje pomaze da se ustedi ponesto topline u izlaznom stupnju. Tocka u kojoj se prelazi u klasu B je ona za koju u jednoj od polovica izlaza struja pada u nulu, sto se dogadja na naponu G1 gdje crvena krivulja dotakne 0mA, sto je oznaceno lijevom i desnom okomitom zelenom linijom. S Y osi se mzoe ocitati da se to dogadja pri anodnoj struji od cca 300mA po cijevi, dakle s 3 cijevi u paralelu, to je 900mA kroz opterecenje, sto odgovora snazi cca 3.24W na 8 ohma.
i ovdje je ruzicasta krivulja kompozitna transfer karakteristika, a za usporedbu je ucrtan i idealno ravan pravac, tamno plave boje. Za razliku od prethodne radne tocke, ovdje se vec dobro vidi odstupanje od idealno linearnog. Ono sto s dijagrama nije bas najjasnije radi male rezolucije, je da se kompozitna karakteristika zapravo ponasa do prelaska u klasu B kao prilicno dobar pravac, samo nesto manjeg nagiba. To znaci da za manje snage mozemo ocekivati prilicno mala izoblicenja, cak i sa ovako odabranom radnom tockom, uz relativno blagu povratnu vezu, mogu se ocekivati pristojni rezultati - ovako odabrana radna tocka sasvim fino moze posluziti kao 'tihi' ili 'ljetni' stedljiviji mod rada.

Ipak, treba razmisljati o siroj slici - kolika je zapravo usteda energije?
Jedan poveliki postotak generirane topline otpada na grijanje cijevi. Ako pretpostavimo 6x PL500/504 i 2xPCF80/802 u seriju, za to je potrebno 180V pri 300mA, dakle samo grijaci ce pojesti 54W. Za radnu tocku za rad u hiperbolickoj klasi AB, bez preskocnih izoblicenja, disipacija svih izlaznih cijevi iznosi oko 120W teoretski, koja desetina W vise bi se mogla nabrati radi konkretnog iznosa napajanja kada se uracunaju potrebne margine za pad pod opterecenjem i valovitost. Ostatak sklopova disipira nekih 40-ak W i taj je utrosak prilicno konstantan, odnosi se na disipaciju svih G2 u izlazu, kao i pobude, ispravljaca, te kojekakvih pomocnih sklopova. Ukupno gledano cca 220W topline. kada se odabere stedljiva radna tocka, disipacija izlaznog stupnja se po prilici prepolovi, na oko 57W, dakle ukupno u toplinu sada ide oko 151W, usteda je oko 32%, sto nije zanemarivo, ali nije bas ni neki fenomenalan rezultat. Efikasnost je u prvom slucaju citavih 6.82% a u drugom 9.93%. Jos jedna stvar koju valja napomenuti je, da smanjenje napajanja za 10%, radi pazljivijeg odabira radnih tocaka, predstavlja ustedu od nekih 7% topline - ovime postaje prilicno jasno da ispravljaci, koliko god bili jednostavni, ipak trebaju biti pazljivo konstruirani. Za pocetak, primar sa selekcijom napona napajanja (220, 230, 240V) uopce nije losa ideja.

[ilimzn]

Na kraju ove vrlo teoretske rasprave, eto i usporedbe pentodne verzije s triodnom.
Slicno kao s pentodnom verzijom, u izlazne karakteristike PL504 u triodnom spoju su ucrtani neke granice koje ne bi trebalo prelaziti:

Da bi se stekao uvid u sve relevantne parametre, graf je trebalo poprilicno prosiriti u smjeru vecih struja.
Za pocetak, ucrtan je limit od 700mA po cijevi, koji je u pentodnom modu dosegljiv uz Vg2-190V i Vg1=0V uz prilicno nizak Vak.
Na dijagramu se vidi svjetloplavo podrucje koje oznacava disipaciju anode i G2 vecu od 48W. U odnosu napentodni mod, maksimum disipacije je ponesto povecan (za oko 4W) radi doprinosa G2, koja u triodnom spoju (G2 i anoda spojena skupa) salje struju u trosilo, za razliku od pentodnog moda. Ruzicasto linija pri vrhu grafa je struja triodne anode (dakle u stvarnosti anoda + g2) od 700mA, ista granica koju smo postavili za pentodni mod. Zelena okomita linija prikazuje napon pri kojem se uz Vg1=0V postize ta struja - u ovom slucaju to je oko 173V. Iz dijagrama je odmah jasno da je ta tocka, koju struja kroz cijev dostize u piku izlaznog sigmnala za snagu 15W na 8 ohma, debelo unutar podrucja nedozvoljeno visoke disipacija. Dapace, disipacija u tom trenutku dostize 122.5W PO CIJEVI, 5 puta vise od 'design maximum' vrijednosti od 24W. Ocigledno, ovakav OTL ne bi bas dugo trajao. Kroz tocku sjecista 700mA i Vg1=0V je ucrtan i crni kosi pravac koji predstavlja opterecenje od 48 ohma. U prethodnim dijeloviam teksta sam vec spomenuo da je to zapravo worst-case situacija, sto je vidljivo iz zutog dijela tog pravca od struje 0mA pa do ruba maksimuma disipacije od 24W. To podrucje je zapravo dio u kojem se moze nalaziti staticka radna tocka. Postavimo li je na sam rub krivulje 24W, moze se ocitati prednapon G1, koji iznosi -25V. Buduci da se naponi resetke ponasaju komplementarno medju polovicama izlaznog stupnja, mozemo pogledati i pri kojem prednaponu struja anode pada na nulu, a to je cca -40V, sto znaci da do amplitude 40-25=+-15V AC dodano na prednapon -25V, niti jedna polovica izlaznog stupnja ne odlazi u zapiranje, sto za konkretnu cijev koju promatramo, znaci unutar napona resetke izmedju -10 i -40V. U tom podrucju nagib radnog pravca postepeno prelazi u dvostruko blazi, i na -25V je pod nagibom 96ohma, jer u tom podrucju rade obje polovice izlaza, i jedna drugu potpomazu, tako da svaka cijev vidi dvostuko veci opteretni otpor. kad se uzme u obzir broj cijevi u paralelu i topologija circlotrona, nominalno opterecenje od 8 ohma se tu mnozi s 12. izvan tog podrucja se mnozi sa 6. To u praksi znaci da imamo zapravo radnu krivulju, koja je u odnosu na pravac malo povucena prema desno, cime je njen nesto veci dio ispod dozvoljenog maksimuma disipacije. Bez obzira na to, jako veliki dio krivulje ostaje preko limita.

Koje opcije ostaju, zelimo li ostati pri triodnom modu rada? Uvijek su zapravo samo 3:

1) Povecanje broja cijevi. U praksi to znaci smanjenje struje koja u piku mora ici kroz svaku cijev. Za smanjenu struju automatski je potreban i smanjeni napon (radi Rp triode), pa je tendencija pobolsanja situacije jaca nego porast broja cijevi u paraleli. Za primjer, na dijagramu imamo srednji radni pravac pod nagibom 48 ohma. On je odabran tako da je Vg1 i dalje maksimalno 0V, pa je po toj krivulji nadjeno sjeciste s maksimumom dozvoljene disipacije, dvostruko od design-maximuma, racunamo na to da ce se taj maksimum postizati samo u jednoj od dvije poluperiode signala, pa ce time srednja vrijednost biti maksimalno design-maximum od 24W. U toj se tocki ocita struja, koja iznosi 400mA. Buduci da zza punu snagu trebamo nesto manje od 2A, za to nam je potrebno 5 cijevi u paralelu (5x400mA=2A). Zuto je na tom radnom pravcu ponovno oznacen dio unutar kojeg se moze odabrati staticka radna tocka. medjutim, ovdje ju je moguce odabrati tako da niti jedna polovica izlaznog stupnja ne dodje ni blizu zapiranju, a da se ne prekrsi dozvoljena disipacija. no, kako je izlazna struja razlika izmedju struja u polovicama izlaznog stupnja, preostali dio u jednoj polovici se oduzima od maksimuma u drugoj, cime ponovno nije moguce dostici zeljeni maksimum od 700mA. Ovo bi bio rad u tzv. bogatoj klasi A ('overbiassed'), gdje je struja mirovanja prevelika. Nagib radnog pravca, koji je aproksimacija radne krivulje, je tada u cijelom podrucju rada dvostruko blazi. Buduci da je mjesto sjecista Vg1=0V i Pa=48W fiksno, radi zeljenog maksimuma sruje, smanjeni nagib efektivnog radnog pravca podrazumijeva i nesto povecan napon napajanja. Iterativnom bi se postupkom dalo pronaci optimum, no za ovu svrhu cemo se posluziti grubom aproksimacjom. Duz radnog pravca potrazimo tocku gdje anodna struja postaje 0, i ocitamo vrijednost napona na G1 - to je ovdje oko -35V. Optimalna radna tocka, za koju sustav radi bez preskocnih izoblicenja, je tada na pola tog napona, sto znaci da tamankad u jednoj polovisi izlaznog stupnja struja dosegne maksimu, u drugoj pada na nulu. Na ovom dijagramu bi to bilo za Vg1=-17.5V. Ovdje se odmah vidi da je potreban manji hod napona, sto je zapravo poslijedica povecanog broja cijevi i manjeg strujnog hoda u svakoj od njih. Radna tocka je na oko 135V i 70mA, pri tome je disipacija svake cijevi u stanju mirovanja mirovanja svega 9.5W, sto znaci da se mogu s lakocom rabiti i PL500. na prvi pogled ovo izgleda kao usteda u odnosu na pentodni mod, gdje je za to isto potrebno oko 22W po cijevi - dakle oko 66W za jednu banku od 3 paralelne cijevi, dok u triodnom modu je to 47.5W za 5 paralelnih cijevi. medjutim, tome treba dodati topline za dva dodatna grijaca - 40.5W za 5 trioda, 24.3W za tri pentode... i tu se svaka prednost istopila, ako i zanemarimo cijenu podnozja. Dodatni problem, koji uopce ije za zanemariti, je sto nema jednostavnog nacina da se balansiraju struje kroz paralelno spojene cijevi, sto se u pentodnom modu moze postici variranjem Vg2.

2) Rad s pozitivnim naponom resetke. Ponovno, na grafu je oznacena tocka gdje je struja cijevi 700mA (ponovno isti limit kao kod pentode), a maksimalna disipacija 48W. Plavim kosim linijama su aproksimirane krivulje za pozitivne napone G1, +5 i +10V. Sjeciste 700mA i 48W je podosta na lijevo od njh i mozemo pretpstaviti da bi kroz cijev dobili 700mA sa oko +15V napona na G1.
ponovno, zuti dio radnog pravca pokazuje podrucje unutar kojeg se moze odabrati staticka radna tocka. Situacija je zapravo slicna kao kod prethodnog slucaja gdje je potrebno 5 cijevi u paraleli kako bi se moglo raditi bez struje resetke g1 (iako kod ovih cijevi ona pocinje vec i prije dosizanja 0V na G1), optimalna radna tocka se nadje tako da se pogleda napon resetke za maksimalnu struju, te za struju jednaku nuli. Prvo je, vec receno, oko +15V, drugo je -20V, a radna je tocka negdje na sredini, pri -2.5V. Ako zanemarimo da radni pravac nije pravac vec krivulja s nagibom izmedju 48 i 96 ohma, te ucrtano tocku Vg1=-2.5V na lijevi radni pravac, vidi se da je radni napon cak i nizi nego za pentodni mod, cca 90V. Pri tome je struja nesto manja od 200mA, a preskocnih izoblicenja po definiciji nece biti. Didipacija svake cijevi je oko 17.1W, sto predstavlja ukupno oko 15W ustede u odnosu na pentodni mod. Ova na prvi pogled cudna cinjenica je zapravo lako objasnjiva ako se pogleda graf na kojem sam objasnjavao prednost tzv. hiperbolicke klase AB nad klasicnom klasom A - radi toga sto kod triodnog spoja struja tece i kroz anodu i kroz G2 prema trosilu, transfer karakteristika ima nesto strmije krivulje, tj. 'udubine' u odnosu na idealni pravac je veca (= strmina je veca), sto znaci da se transfer krivulje za obje polovice izlaznog stupnja sijeku na malo manjoj struji. manja struja i manji napon daju manju disipaciju.
Za sada sve izgleda super, no sto s pozitivnim naponom G1? ovo je zapravo najveci problem, bez kojeg bi bilo uopce glup drugacije izvesti OTL - no u stvarnosti, postici +15V na 3 paralelno spojene G1 pomocu cijevnog slijedila uopce nije jednostavno. Ovakve cijevi imaju poprilicno veliku G1, a struja kroz nju u rezimu pozitivnog napona lako moze doseci desetke mA. Pomnozimo li to sa 3, brzo dodjemo izvan dosega uobicajenih cijevi. Sto je jos gore, nagli pad impedancije G1 s prelaskom u pozitivni napon, generira pozamasna izoblicenja jer impedancija lako pada na red velicine izlazne impedancije slijedila, dok je za negativne napone bila po 4-5 redova velicine veca. Prijevod: ovdje treba rabiti poluvodicko slijedilo. No, time smo rijesili samo jedan od tri problema - ostaje problem balansiranja struje kroz cijevi (koji obicno podrazumijeva posebni driver za svaku cijev), i onaj najgori, mogu li G1 uopce podnjeti vlastitu disipaciju u takvom rezimu rada. Podaci o tome nisu dostupni i trebalo bi ih eksperimentalno utvrditi, jer ove cijevi nisu namjenjene za aplikaciju u uvjetima gdje Vg1 postaje pozitivan dulje od vrlo kratkog vremena, ako i tada. Uglavnom ako postoji preporuka o tome, proizvodjaci propisuju da se pozitivni Vg1 treba izbjegavati.

3) Odabir nekih drugih cijevi kod kojih su ovi problemi manje izrazeni...

Nakon svega ovoga treba jos reci da pentodni mod rada nije ni izdaleka istrazen do kraja u gornjem tekstu. Kod trioda nema nekih vecih misterija izvan grafa datog u ovom postu. Sto se tice pentodnog moda, postoji prednost manipulacije naponom Vg2, cime je moguce balansirati struju kroz cijevi bez da svaka mora imati svoj driver, tj. mogu im sve G1 biti spojene u paralelu. Osim toga, ostaje nam resetka G3. U striktnom smislu, ona kod ovih cijevi ne postoji jer se ne radi o pentodama nego o beam-tetrodama. medjutim, upravo na ovoj podvrsti, cijevi za horizontalni otklon u TV-ima, je manipulacija naponom na 'G3', tj. usmjerivacima zrake elektrona, vrlo cesta pojava, kojom se eliminiraju parazitne oscilacije. Na zalost, kod PL500 i PL504 su katoda i G3 spojene interno skupa, pa ovakva manipulacija nije moguca, no postoje srodne cijevi uglavnom USA proizvodjaca (iako bi trebalo baciti pogled i na ruse...) kod kojih je G3 odvojena. Ono sto se postize varijacijom napona na G3 je ostrije 'koljeno' izlaznih karakteristika, tj. kako se napon na cijevi snizuje, struja dulje ostaje konstantna, a zatim brze pada. Ako se prisjetimo prvog grafa iz serije, gdje su pokazani limiti za pentodni nacin rada, time se 'spica' izmedju limita disipacije anode i G2 u smjeru povecanja struje anode prosiruje a konto manjeg pada raspolozive struje i sporijeg porasta Ig2 za male anodne napone, cime se pak moze koristiti manji anodni napon, ili za isti anodni napon (napajanja) dobiti bolja robusnost s reaktivnim opterecenjima. Razlog zasto se to radi u originalu je pojava jedne posebne vrste negativnog otpora, koja se vidi kao razlika pentodnih krivulja izmedju PL500 i PL504 - kod PL500 strmi dio krivulje koji polazi od ishodista, za manje napone G1 pomaknut je pema desno. Kod PL504 krivulje za sve napone G1 zavrsavaju u istoj strmini prema 0V, 0mA, sto je pozeljnije. Kod PL500 postoji mogucnsot pojave tzv. barkhausen oscilacija ako se napon G1 generira iz anodnog napona jer se strmi dijelovi krivulja ponasaju 'naopako'.

[harkonen]

Imaš još oko m2 crvene iverice? U komadu?
Izgleda da ćeš se ti morati prihvatiti prvoga ovakvog OTL-a .
Kad si već sebi dao toliko truda u analizu i proračune, mislim.

[ilimzn]

Proracuni su tu vise po sistemu 'na preciznost konjskog nokta', ali mislim da je analiza zanimljiva za izvedbu gotovo svake vrste OTL-a, uz prilagodbu nekih parametara, uglavnom toga kako svaka cijev vidi opterecenje - sto se razlikuje ovisno o topologiji.
Ista ova analiza pokazuje da treba obratiti paznju na neke 'sitnice' koje i nisu tako sitne, npr. na ispravljac za izlazni stupanj. Ovdje ide jedan detalj koji nisam napomenuo, a svojstven je bas circlotronu. Tipicno PP pojacala koriste jedno zajednicko napajanje za obje polovice, push i pull. To omogucava da se brum u napajanju porpilicno dobro ponistava po prirodi diferencijalnim radom izlaznog trafoa. Kod tipicnog OTL-a s kondenzatorom na izlazu je situacija slicna ako se potrudi oko ulaznog dijela. No, kod circlotrona su tu dva ispravljaca koja su totalno neovisna, premda im napon dolazi uobicajeno od dva sekundara na zajednickoj jezgri trafoa. Za niske frekvencije, struja se trosi alternirajuci iz jedne u drugu polovicu izlaza, a time iz jednog ili drugog ispravljaca, pri cemu napon valovitosti dobiva modulaciju ovisno o trenutnoj vrednosti izlaznog signala. Kako su ispravljaci neovisni, tako se i valovitost mijenja pa ne dolazi do kompletnog ponistavanja bruma u izlazu, vec do pojave intermodulazije ostataka 100Hz i harmonika, s izlaznim signalom. Efekt je suptilan ali je tu. Kod triodne verzije varijacije napona napajanja se atenuirane prenose direktno na opterecenje, a kako je sustav u balansu samo kad je na izlazu 0V, samo tada se brum posve ponistava, AKO su odvojeni namotaji i ispravljaci za circlotron jednaki (a znamo da uvijek ima tolerancija). Kod pentoda je taj efekt radi visokog unutrasnjeg otpora pentode jako smanjen, no i s njima moze itekako postati bitan. Naime, paraleliziranjem izlaznih cijevi se (i u slucaju pentode i triode) unutrasnji otpor smanjuje. Preostali brum koji se nije ponistio simetrijom, dolazi na izlaz podjeljen s odnosom unutrasnjeg otpora cijevi i opterecenja. Za triode ovo moze postati prilicno mali broj, dakle prigusenje bruma je malo. No, kod jakih pentoda unutrasnji otpor cesto nije bas tolike velik da se moze aproksimirati beskonacnoscu - pogotovo u rezimu gdje cijevi obicno rade u OTL-u. Na onom prvom pentodnom dijagramu se vidi da se koristi sam pocetak krivulja iznad koljena, gdje krivulja nije ni izbliza vodoravna, dakle unutrasnji otpor nije tipicno pentodno visok. Sve ovo pomalo vodi prema potrebi da napajanje bude dobro filtrirano, a mozda cak i stabilizirano. Stabiliziacija napona napajanja omogucava i implementaciju zastite (u slucaju greske, napon se iskljuci), a isto tako i ustedu na filterskim kondenzatorima. Visak poluvodica (koji u toj ulozi jako dobro, relativno jeftino i neprimjetno obavljaju svoju zadacu) lako moze ispasti jeftiniji od sve sile CRCR... filtera i dodatne topline.

naliza gore pokazuje neke osnovne putokaze ako se zeli napraviti relativno jednostavan i jeftin mali OTL - premda OTL kao takav nikad nije ni posve jednostavan a pogotovo ne jeftin. Okvirno, dosli smo do ovih parametara:

1) Ulazni stupanj s trioda-pentoda kombinacijom daje dovoljno linearnog pojacanja i strujnih mogucnosti s minimumom cijevi, pod uvjetom da izlaz ne tjeramo bitno u struju resetke - na raspolaganju je svega nekoliko mA.

2) Ulazni stupanj treba imati visestruka napajanja, kako bi silijedila u njemu mogla biti direktno vezana s izlaznim stupnjem. Ta napajanja bi trebala imati strukturu -U. +u, +2U/3U, dakle ako je U=100V, govorimo o -100, +100 i +200V/+300V napajanju. Najvisi napon napajanja je tu za ulazne pentode (ili u triodnoj verziji kaskadu ili kaskodu trioda), uz jedan od negativnih napona u 'repu' ulaza ako je izveden kao diferencijalni ulazni stupanj (sto je za circlotron jako pozeljno). +-Nizi napon je za izlazno slijedilo ulaznog stupnja, kako bi se osiguralo dovoljno hoda u minus radi prednapona izlaznih cijevi (dakle, to j eujedno i izvor prednapona za izlazni stupanj), a istovremeno ne pretjerano zagrijavale cijevi u slijedilima. Svi ovi naponi se mogu dobiti iz jednog namotaja sa srednjim izvodom. Za jos bolje performanse 'rep' ulaznog diferencijala i katode slijedila se mogu tjerati jednostavnim strujnim izvorima izvedenima s poluvodicima (Premda ce u anodama slijedila, uz ogradu da ce biti vise topline, lakse prezivjeti obicni otpornici, dogodi li se havarija koje izlazne cijevi).

3) Ako se u izlazu koriste serijski spojeni grijaci cijevi, pozeljno je da tako bude i u ulazu. Na taj nacin vadjenje bilo koje cijevi ili havarija grijaca automatski iskljucuje sva grijanja a time i cijelo pojacalo. 'Igrom slucaja' ako se namot za grijanje izvede kao 300mA za sve cijevi u seriju, dodavanjem srednjeg izvoda se isti moze rabiti za sve napone napajanja ulaznog stupnja. To sugerira da ulazni stupanj treba imati svoj transformator za napajanje, koji ujedno napaja i grijace izlaznog tupnja. Napajanje izlaznog stupnja je tada iz posebnog trafoa, ciji se primar moze sklopom za zastitu iskljuciti pri aktiviranju zastite.

4) Izlazni stupanj treba imati transformator s nekoliko posve odvojenih ali pazljivo izvedenih namotaja kako bi se osigurala simetrija svih napona. Minimalno je potrebno dva odvojena namotaja, po jedan za napajanje svake polovice circlotrona, pod uvjetom da se napon za napajanje G2 moze dobiti iz anodnog napona udvostrucivacem napona. Ako ne, tada su potrebna jos dva namota za napajanje G2. Izrazito je pozeljno da ovaj trafo ima primar s podesavanjem mreznog napona, npr. 220, 230, 240V - pogotovo kao anodni naponi nisu stabilizirani.

5) Podesavanje prednapona izlaznog stupnja se izvodi u pobudnom stupnju prije slijedila, i teoretski je dovoljno da ima samo potenziometar za iznos. Potenciometri za staticki i dinamicki balans poluperioda su opcioni. Razlog tome je sto se balansiranje struja kroz izlazne cijevi implementira podesavanjem napona G2 za svaku cijev ponaosob. To je izvedeno pomocu jednostavnih stabilizatora s MOSFET-ima - ovdje jednostavnost, mali gabariti i mala cijena daje neospornu prednost poluvodicima. Dodatna prednost je sto je izuzetno jednostavno izvesti detekciju prekomjernog iznosa Ig2, sto je za pentodni OTL prakticki obavezno. PAzljivo balansiranje struja u cijevima pomocu skaliranja karakteristika cijevi podesavanjem Ug2, istovremeno sluzi i za podesavanje statickog i dinamickog balansa. Niti jedna metoda sama po sebi nije savrsena, moguce je da se sve skupa zaista moze izuzetno dobro balansirati kombinacijom obje metoda (Ug2 i Ug1) ali je podesavanje puno kompleksnije radi medjuovisnosti.

6) DC zastita na izlazu kao i druge forme zastite o kojima je vec bilo rijeci, trebaju se smatrati OBAVEZNIMA. Ova vrsta OTL-a ima direktno vezan izlaz, i kratki spoj u cijevi znaci anodni napon na izlazu - a on je mnogo puta veci nego sto je potrebno za nominalnu snagu.

7) Ulazni stupanj treba imati rezervu pojacanja radi apliciranja NPV. Ona je ovdje unatoc svim mjerama poduzetim da se u startu dobije linearnost, prakticki neizbjezna, tim vise sto su standardniji zvucnici koje zelimo tjerati ovakvim pojacalom. Premda je circlotrom zapravo topologija koja za dati broj cijevi daje minimalni izlazni otpor, ta je rezerva ovdje iskoristena za minimiziranje potrebnog broja cijevi - ostalo mora odraditi NPV. Pozeljno je ulazni stupanj izracunati za osjetljivost 1Veff za punu izlaznu snagu.

8) Sklopka za odabir struje irovanja za rad u klasi AB ili hiperbolickoj klasi A(B) se moze smatrati obaveznom. Usteda u toplini nije dramaticna ali je znacajna.

Zanimljivo je jos na kraju dodati jedan kratak proracun po pitanju efikasnoti pojacala, u odnosu na broj izlaznih cijevi - pri tome se misli na odnos izlazne snage na 8 ohma, i ukupne utrosene snage.
Ulazni stupanj za svoj rad koristi konstantnih cca 14W, tome treba dodati koji W za pomocne sklopove ukljucivo zastitu, recimo neka je to maksimalno 20W.
Svaki par izlaznih cijevi trosi 16.2W za grijace, i 36W za dispaciju s anoda u stanju mirovanja, bazirano na 90V anodnom naponu i 200mA struji mirovanja (dakle, normalni a ne stedni mod rada), te oko 5W na disipaciju G2 i regulatora napona za njih, u stanju mirovanja - dakle, 57.2W.
Za jedan par izlaznih cijevi, izlazna snaga iznosi 1.96W, potrosnja bez signala je 77.2W
Za dva para izlaznih cijevi, izlazna snaga iznosi 7.84W, potrosnja bez signala je 134.4W
Za tri para izlaznih cijevi, izlazna snaga iznosi 17.64W, potrosnja bez signala je 191.6W
Za cetiri para izlaznih cijevi, izlazna snaga iznosi 31.36W, potrosnja bez signala je 248.8W
Potrosnja bez signala raste linearno a izlazna snaga s kvadratom parova izlaznih cijevi, sto znaci da se tipicno za OTL visoke efikasnoti postizu s velikim brojem izlaznih cijevi i velikim snagama - tipicno SET efikasnoti od 25-30% postizu se za izlazne snage od 300-400W. Pri tome treba napomenuti da potrosnja i kolicina topline naravno rastu s povecanjem izlaznog signala, no za normalni muzicki signal su srednje vrijednosti snage tek mali dio maksimuma u pikovima, tako da se u praksi moze reci da je ukupna potrosnja na 'najglasnije' tek nesto veca od staticke, kad uopce nema signala. Ipak, transformator izlaznog stupnja treba adekvatno dimenzionirati.

Trafo za ulazni stupanj i grijace je uglavnom opterecen radnim opterecenjem grijaca, jer je onaj dio snage potreban za napone napajanja pobudnog stupnja i popratne sklopove tek mali dio ukupne snage. Ipak, treba voditi racuna da grijaci u hladnom stanju povuku prilicno vise struje pa i transformator mora biti nesto predimenzioniran da to bez problema izdrzi. Na bazi 3 para izlaznih cijevi, snaga trafoa za ulazni dio i grijace treba biti barem 100-150VA.
Trafo za izlazni stupanj treba biti dimenzioniran za znacajno vecu snagu od taticke, cca dvostruko vecu. Staticki disipirana snaga iznosi za 3 para izlaznih cijevi oko 140VA, sto znaci da treba racunati na trafo za barem 300VA.